Навчить вас 6 навичок проектування блоків живлення
01 Феритовий магнітний підсилювач у зворотному блоці живлення
Для зворотного живлення з подвійним виходом із реальною потужністю на обох виходах (5 В 2 А та 12 В 3 А, обидва регулюються на ± 5 відсотків), коли напруга досягає 12 В, він переходить у стан нульового навантаження та не може регулюватися в межах 5 відсотків. Лінійний регулятор є життєздатним рішенням, але все ще не ідеальним через його високу вартість і втрату ефективності.
Наше запропоноване рішення полягає у використанні магнітного підсилювача на виході 12 В, навіть можна використовувати зворотну топологію. Для зниження вартості рекомендується використовувати феритовий магнітний підсилювач. Однак схема керування феритовим магнітним підсилювачем відрізняється від схеми традиційного прямокутного матеріалу петлі гістерезису (матеріалу з високою магнітною проникністю). Схема керування феритом (D1 і Q1) споживає струм, щоб підтримувати потужність на виході. Ця схема була ретельно протестована. Обмотки трансформатора розраховані на вихідну напругу 5В і 13В. Схема може навіть досягти суб-1 Вт вхідної потужності (5 В 300 мВт і 12 В при нульовому навантаженні) при досягненні ±5 відсотків регулювання вихідного сигналу 12 В.
02 Використовуйте існуючу дугову дугову схему, щоб забезпечити захист від перевантаження по струму
Розгляньте джерела живлення 5 В 2 А та 12 В 3 А. Однією з ключових характеристик цього джерела живлення є захист від перенапруги (OPP) на виході 5 В, коли вихід 12 В досягає відсутності навантаження або дуже малого навантаження. Обидва виходи представляють вимогу регулювання напруги ±5 відсотків.
Для звичайних рішень використання сенсорних резисторів погіршує продуктивність перехресного регулювання, а запобіжники є дорогими. Однак тепер доступні схеми захисту від перенапруги (OVP). Ця схема здатна відповідати як OPP, так і вимогам регулювання напруги, що може бути досягнуто за допомогою схеми лома з частковою дугою.
R1 і VR1 утворюють активне попереднє навантаження на виході 12 В, що дозволяє регулювати 12 В, коли вихід 12 В невелике навантаження. Коли вихід 5 В знаходиться в стані перевантаження, напруга на виході 5 В впаде. Фіктивні навантаження споживають великий струм. Падіння напруги на R1 може бути використано для визначення цього великого струму. Q1 вмикається і запускає схему OPP.
03 Активний шунтовий регулятор і попереднє навантаження
На даний момент Flyback є найпопулярнішою топологією в області комутаційних джерел живлення від мережі змінного струму до низької напруги постійного струму. Основною причиною цього є унікальна економічна ефективність забезпечення кількох вихідних напруг шляхом простого додавання додаткових обмоток до вторинної обмотки трансформатора.
Як правило, зворотній зв’язок надходить від виходу з найжорсткішими вимогами допуску. Потім цей вихід визначає витки на вольт для всіх інших вторинних обмоток. Через ефекти індуктивності витоку виходи не завжди можуть досягти бажаного перехресного регулювання вихідної напруги, особливо якщо даний вихід може бути ненавантаженим або дуже незначним, оскільки інші виходи повністю навантажені.
Щоб запобігти підвищенню напруги на виході за таких умов, можна використовувати пострегулятор або фіктивне навантаження. Однак через підвищення вартості та зниження ефективності пострегуляторів або фіктивних навантажень вони не були достатньо привабливими, особливо в останні роки, для споживання вхідної потужності без навантаження та/або в режимі очікування в багатьох споживчих програмах. В умовах дедалі жорсткіших нормативних вимог цією конструкцією почали нехтувати. Активний шунтовий стабілізатор, показаний на малюнку 3, не тільки вирішує проблему регулювання напруги, але й мінімізує вплив вартості та ефективності.
Схема працює наступним чином: коли обидва виходи регулюються, резисторний дільник R14 і R13 зміщує транзистор Q5, який утримує Q4 і Q1 вимкненими. За цих умов роботи струм через Q5 діє як невелике попереднє навантаження на виході 5 В.
Стандартна різниця між виходом 5 В і виходом 3,3 В становить 1,7 В. Коли навантаження вимагає додаткового струму від виходу 3,3 В без рівного збільшення струму навантаження від виходу 5 В, вихідна напруга збільшиться порівняно з виходом 3,3 В. При різниці напруги більше приблизно 100 мВ Q5 буде зміщено, вмикаючи Q4 і Q1 і дозволяючи струму протікати від виходу 5 В до виходу 3,3 В. Цей струм знизить напругу на виході 5 В, зменшуючи різницю напруги між двома виходами.
Сила струму в Q1 визначається різницею напруг на двох виходах. Таким чином, схема може регулювати обидва виходи незалежно від їх навантаження, навіть у найгіршому випадку, коли вихід 3,3 В повністю завантажений, а вихід 5 В розвантажений. Q5 і Q4 у конструкції забезпечують температурну компенсацію, оскільки зміни температури VBE в кожному транзисторі нейтралізують одна одну. Діоди D8 і D9 не потрібні, але їх можна використовувати для зменшення розсіювання потужності в Q1, усуваючи необхідність додавання радіатора в конструкцію.
Схема реагує лише на відносну різницю між двома напругами і в основному неактивна в умовах повного та невеликого навантаження. Оскільки шунтовий регулятор підключається від виходу 5 В до виходу 3,3 В, схема може зменшити активне розсіювання на 66 відсотків порівняно з заземленим шунтовим регулятором. Результатом є висока ефективність при повному навантаженні та низьке енергоспоживання від невеликого навантаження до відсутності навантаження.
04 Високовольтне вхідне імпульсне джерело живлення з використанням StackFET
Промислове обладнання, яке працює від трифазного змінного струму, часто потребує допоміжного силового каскаду, який може забезпечити регульований постійний струм низької напруги для аналогових і цифрових схем. Приклади таких застосувань включають промислові приводи, системи ДБЖ і лічильники електроенергії.
Технічні характеристики для цього типу джерела живлення набагато суворіші, ніж ті, що вимагаються для стандартних перемикачів. Мало того, що вхідна напруга є вищою в цих програмах, але обладнання, призначене для трифазних застосувань у промислових середовищах, також має витримувати дуже значні коливання, включаючи подовжений час падіння, стрибки напруги та випадкову втрату однієї або кількох фаз. Крім того, вказаний діапазон вхідної напруги для цих допоміжних джерел може становити від 57 до 580 В змінного струму.
Проектування такого широкодіапазонного імпульсного джерела живлення може бути складним завданням, в основному через високу вартість високовольтних МОП-транзисторів і обмеження динамічного діапазону традиційних контурів управління ШІМ. Технологія StackFET дозволяє поєднувати недорогі МОП-транзистори низької напруги з номінальною напругою 600 В і інтегровані контролери джерел живлення від Power Integrations, що дозволяє створювати прості та недорогі імпульсні джерела живлення, здатні працювати в широкому діапазоні вхідної напруги.
Схема працює наступним чином: струм на вході ланцюга може надходити від трифазної трипровідної або чотирипровідної системи або навіть від однофазної системи. Трифазний випрямляч складається з діодів D1-D8. Резистори R1-R4 забезпечують обмеження пускового струму. Якщо використовуються плавкі резистори, ці резистори можна безпечно відключити під час несправності без необхідності окремого запобіжника. Пі-фільтр складається з C5, C6, C7, C8 і L1 для фільтрації випрямленої напруги постійного струму.
Резистори R13 і R15 використовуються для балансування напруги між конденсаторами вхідного фільтра. Коли MOSFET всередині інтегрованого перемикача (U1) вмикається, джерело Q1 буде знижено, R6, R7 і R8 забезпечуватимуть струм затвора, а ємність переходу від VR1 до VR3 увімкне Q1. Стабілітрон VR4 використовується для обмеження напруги затвор-витік, що подається на Q1. Коли MOSFET в U1 вимкнено, максимальна напруга стоку U1 фіксується ланцюгом 450 В, що складається з VR1, VR2 і VR3. Це обмежує напругу стоку U1 приблизно до 450 В.
Будь-яка додаткова напруга на кінці обмотки, підключеної до Q1, буде прикладено до Q1. Ця конструкція ефективно розподіляє загальну випрямлену вхідну напругу постійного струму та зворотну напругу між Q1 і U1. Резистор R9 використовується для обмеження високочастотних коливань під час комутації, а мережа затискачів VR5, D9 і R10 використовується для обмеження пікової напруги на первинній обмотці через індуктивність витоку під час інтервалу зворотного ходу.
Випрямлення виходу забезпечує D1. C2 - вихідний фільтр. L2 і C3 утворюють вторинний фільтр для зменшення пульсацій перемикання на виході.
VR6 вмикається, коли вихідна напруга перевищує загальне падіння напруги на діоді оптопари та VR6. Зміна вихідної напруги викликає зміну струму, що протікає через діод оптрона в U2, що, у свою чергу, змінює струм, що протікає через транзистор в U2B. Коли цей струм перевищує пороговий струм на виводі FB U1, наступний цикл блокується. Регулювання виходу може бути досягнуто шляхом контролю кількості циклів увімкнення та вимкнення. Після ввімкнення циклу перемикання цикл завершується, коли струм зростає до внутрішнього обмеження струму U1. R11 використовується для обмеження струму через оптрон під час перехідних навантажень і регулювання коефіцієнта посилення контуру зворотного зв'язку. Для зміщення стабілітрона VR6 використовується резистор R12.
IC U1 (LNK 304) має вбудовані функції, щоб схема була захищена від втрати сигналу зворотного зв'язку, короткого замикання на виході та перевантаження. Оскільки U1 живиться безпосередньо від контакту DRAIN, додаткова обмотка зсуву на трансформаторі не потрібна. C4 використовується для забезпечення внутрішнього роз’єднання живлення.
05 Хороший вибір випрямних діодів може спростити та зменшити вартість схем фільтра EMI у перетворювачах змінного/постійного струму
Ця схема може спростити та зменшити вартість схем фільтра EMI у перетворювачах змінного/постійного струму. Щоб зробити блок живлення змінного/постійного струму EMI-сумісним, потрібно використовувати велику кількість компонентів фільтра EMI, таких як конденсатори X і Y. Стандартні вхідні схеми для джерел живлення змінного/постійного струму містять мостовий випрямляч для випрямлення вхідної напруги (зазвичай 50-60 Гц). Оскільки це вхідна напруга змінного струму низької частоти, можна використовувати стандартні діоди, такі як серія діодів 1N400X, також тому, що вони найменш дорогі.
Ці фільтруючі пристрої використовуються для зменшення електромагнітних перешкод, створюваних джерелом живлення, відповідно до опублікованих обмежень електромагнітних перешкод. Однак, оскільки вимірювання, які використовуються для запису EMI, починаються лише на 150 кГц, а частота мережі змінного струму становить лише 50 або 60 Гц, час зворотного відновлення стандартних діодів (див. малюнок 5-1), що використовуються в мостових випрямлячах, становить відносно повільно. тривалий і зазвичай не пов'язаний безпосередньо з генерацією EMI.
Проте схеми вхідних фільтрів у минулому іноді включали конденсатори паралельно до мостового випрямляча для придушення будь-яких високочастотних форм хвиль, викликаних випрямленням низькочастотної вхідної напруги.
Ці конденсатори не потрібні, якщо в мостовому випрямлячі використовуються діоди швидкого відновлення. Коли напруга на цих діодах починає змінюватися, вони дуже швидко відновлюються (див. малюнок 5-2). Це зменшує індуктивне збудження блукаючої лінії у вхідній лінії змінного струму за рахунок зменшення наступних високочастотних миттєвих вимкнень і електромагнітних перешкод. Оскільки 2 діоди можуть виконувати кожну половину періоду, лише 2 з 4 діодів повинні мати швидке відновлення. Подібним чином лише один із двох діодів, що проводять кожен півперіод, повинен мати характеристику швидкого відновлення.
Осцилограми вхідної напруги та струму показують фіксацію діода в кінці зворотного відновлення.
06 Використовуйте плавний пуск, щоб вимкнути недорогі виходи для стримування стрибків струму
Щоб відповідати суворим специфікаціям живлення в режимі очікування, деякі джерела живлення з декількома виходами розроблені для відключення виходу, коли сигнал режиму очікування активний.
Як правило, це досягається вимиканням послідовного обхідного біполярного транзистора (BJT) або MOSFET. Для низьких вихідних струмів BJT можуть бути відповідною та менш дорогою альтернативою MOSFET, якщо силовий трансформатор розроблено з урахуванням додаткового падіння напруги на транзисторах.
